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負載串聯諧振逆變器的逆變控制策略
1 概述
逆變電路根據直流側儲能元件形式的不同，可劃分為電壓型逆變電路和電流型逆變電路。電流型逆變器給并聯負載供電，故又稱并聯諧振逆變器。電壓型逆變器給串聯負載供電，故又稱串聯諧振逆變器。
串聯諧振逆變器在感應加熱領域應用非常廣泛，圖1是它的基本原理圖。它包括直流電壓源，開關S1～S4和RLC串聯諧振負載。
由于設計的是電壓型負載高頻逆變器，而達到高頻，則要減小開關損耗。減小開關損耗的方法之一就是采用零電流開關。對于串聯RLC電路，只有在LC串聯諧振時，使得流過電阻R的電流iR和加在RLC兩端的電壓URLC同步，才能達到零電流開關要求。為此在全橋電路控制方式中，我們選取雙極性控制方式。即開關管Sl和S3，S2和S4同時開通和關斷，其開通時間不超過半個開關周期，即它們的開通角小于180°。
2 逆變控制電路的設計
控制電路原理框圖如圖2所示。從圖2可以看出，逆變電路可以工作在他激和自激兩種狀態。當逆變電路工作在他激狀態時，控制信號從他激信號發生器發出，電路工作頻率固定，由他激信號發生器控制。當逆變電路工作在自激狀態時，電路的輸出電流信號經過電流互感器采樣，通過波形變換把正弦波變成方波，然后方波信號經單穩態電路防止干擾，接著送到頻率跟蹤電路，使得開關管的工作頻率能夠跟蹤電流反饋信號。工作在自激狀態時，逆變電路的工作頻率由負載本身的固有頻率決定。本電路中逆變電路的工作頻率由放電負載和變壓器漏感組成的串聯諧振電路的自然頻率決定。
2.1 限幅、整形和單穩態電路
如圖3所示，從電流互感器CT取出的反饋信號，通過電阻R6引入控制電路。引入控制電路的信號跟負載電流的大小，電流互感器的變比以及取樣電阻R6的大小有關。在實際應用中，這個引入控制電路的信號可能會超過CMOS的最大工作電壓而導致器件的損壞，因而有必要在這個信號后面加一個限幅電路。二極管D1及D2就起到這個作用。電流反饋信號近似正弦波，經過D1及D2和比較器以后，就變成了有正負的方波信號，經過D4把負的部分去掉，整形成占空比為50％的方波信號。
圖4
電路在工作過程中不可避免地受到各種各樣的外部干擾，加上其本身元器件的分布參數，使得電流反饋信號并不是理想的波形。由于后級電路的鎖相環用的是邊沿觸發，如果前面的方波信號不好，會導致后級頻率跟蹤電路跟蹤失敗，從而導致了電路無法正常工作。所以，在電路中必須加入一個具有特定功能的電路，將有干擾的波形重新整形，然后輸入后一級電路。單穩態觸發器就實現這種功能，它在外部脈沖的作用下，輸出具有特定寬度和幅值的矩形脈沖，經過一定時間，又自動回復到初始狀態。
2.2 頻率跟蹤電路
由電路的負載特性分析可知，電路的負載不是固定的負載。當電壓升高，功率增大以后，負載固有的自然諧振頻率會發生改變。這個時候如果逆變電路工作在開環狀態下，由于電路的工作頻率偏離了負載的自然諧振點，這就使得電路的輸出功率不能隨著直流母線電壓的升高而同步升高，輸出功率達不到要求。因此，必須使得逆變電路工作在閉環狀態，實現頻率的自動跟蹤。
頻率跟蹤電路如圖4所示。電路啟動的時候，先開控制電路，此時電流反饋信號沒有建立，逆變電路不能工作在自激狀態。在圖4中，控制電路開機后，電流反饋信號為0，比較器U1B輸出為高電平，電子開關4066導通，Vcc通過R8與RP1分壓以后供給4046的壓控振蕩器輸入端，這個電壓用來控制壓控振蕩器的頻率，調節RP1，就可以得到他激電路所需要的頻率。一般都把他激信號發生器的輸出頻率調得跟負載的自然諧振頻率相差不大，這樣有利于電流反饋快速建立，讓逆變電路盡快進入自激工作狀態。
在主電路開機時，可控整流電路輸出電壓調得比較低，這時候電流反饋信號比較小，隨著直流母線電壓慢慢升高，電流反饋信號逐步增大。在這個信號經過半波整流以后得到的直流電平（C2上的電壓）沒有超過R6兩端電壓以前，電路還是工作在他激狀態。當電流反饋信號達到一定的值使得C2上的電壓超過了R6兩端電壓以后，比較器U1B輸出為低電平，把4066關斷，RP1分壓為0，沒有辦法通過二極管影響壓控振蕩器，這樣壓控振蕩器的電壓就由低通濾波器提供，逆變器工作在自激狀態。由于電容C3的存在，使得電路在他激轉自
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